Wie bekämpfe ich Rauschen von meinem Stromkreis, der meine 12V-Schiene verschmutzt?

Ich habe einen Controller für 12V DC-Lüfter gemacht. Es ist im Grunde ein Buck-DC-DC-Wandler, der durch Spannung gesteuert wird. Es regelt die Spannung für den Lüfter von 3 V (niedrigste Drehzahl, Lüfter verbraucht 60 mA bei 3 V) bis 12 V (volle Drehzahl, Lüfter verbraucht 240 mA bei 12 V). Dieser Regler funktioniert gut und regelt die Lüftergeschwindigkeit wie erwartet. Ich habe versucht, etwas zu filtern, aber meine 12-V-Schiene ist immer noch stark durch Rauschen belastet. Wie kann man es minimieren?

Hier ist meine Schaltung:

SW_SIGNAL ist nur ein PWM-Signal, bei dem das Tastverhältnis von einer anderen Schaltung eingestellt wird.

Das Problem ist bei Punkt A. Die Induktivität L1 soll dieses Rauschen filtern. Sie funktioniert aber nicht so gut, wie ich erwartet hatte:

Signal am Punkt B:

Daher wird das Rauschen von 6 V pp auf 0,6 V pp gesenkt. 0,6 V sind jedoch ein großes Rauschen.
Es hängt mit dem Betrieb des Abwärtswandlers zusammen, nicht mit dem Lüfter selbst. Ich habe versucht, einen 47Ω 17W Widerstand anstelle des Lüfters zu verwenden, und das Geräusch ist immer noch da. Ich verwendete Zielfernrohrsonden mit dem kleinsten Federkontakt, um die Schleife zu minimieren.
Das Rauschen verschwindet nur für den Fall, dass das Tastverhältnis 100% PWM beträgt, was offensichtlich ist, da 100% PWM nicht mehr umschaltet.

Induktivitäten, die ich benutze:

UPDATE:
Dies ist das Layout (der obere Teil ist der Abwärtswandler, der Lüfteranschluss auf der linken Seite, der 12-V-Stromeingang auf der rechten Seite): Ich habe generische Elektrolytkondensatoren verwendet. Ich habe kein Datenblatt für sie.

Ich habe 10uF Keramikkondensatoren zu C1 und C3 hinzugefügt.
Ich habe den Wert von R2 von 0Ω auf 220Ω erhöht.
D4 von US1G auf SS12 geändert. Mein Fehler, ich habe ursprünglich US1G verwendet.
Und das Rauschen ging unter 10 mV (Widerstand wurde anstelle des Lüfters verwendet).

Nachdem ich den Lüfter anstelle des Leistungswiderstands eingesteckt habe:

UPDATE2:
Ich habe in meiner Schaltung eine Schaltfrequenz von 130 kHz verwendet. Die Anstiegs- / Abfallzeiten betrugen 10 ns.

Gelbe Spur = Gate des Schalttransistors Q2.
Blaue Spur = Drain von Q2 (Anstiegszeit 10 ns).

Ich habe die Frequenz auf 28 kHz geändert (ich muss wegen dieser Änderung eine größere Induktivität verwenden) und die Anstiegs- / Abfallzeiten auf 100 ns erhöht (ich habe dies erreicht, indem ich den Wert des Widerstands R2 auf 1 kΩ erhöht habe).

Das Rauschen nahm auf 2 mV pp ab.

Die 1000-uF-Kondensatoren C1 und C3 sind möglicherweise nicht in der Lage, solche hochfrequenten Schalttransienten sehr gut zu verarbeiten. Large Value Caps haben immer einen sehr schlechten Hochfrequenzgang.

Ich schlage vor, den 1000uF durch Kondensatoren mit niedrigem ESR von 47 - 220 uF zu ersetzen und zu sehen, wie das geht. Vielleicht kann auch ein Keramikkondensator (100 nF - 470 nF) parallel zu beiden geschaltet werden.

Ich schlage auch vor , dieses Video aus Daves EEVBlog über Bypass-Kappen anzusehen , obwohl dies nicht genau Ihre Situation ist. Die in diesem Video erläuterten Nicht-Idealitäten von Kondensatoren gelten auch für Ihr Problem.

Sie können versuchen, den Wert von R2 zu erhöhen. Dies verringert die dV / dT am Gate und verlangsamt die Flanken, wenn der Mosfet schaltet. 10 Ohm ist normalerweise ein guter Ausgangspunkt, aber Sie müssen möglicherweise experimentieren.

Hinzufügen zu den anderen Antworten nach der Aktualisierung Ihres PCB-Layouts:

Ohne eine Erdungsebene zur Erzeugung einer Erdung mit niedriger Induktivität weist jede mit "GND" bezeichnete Spur eine recht hohe Induktivität auf, etwa 7 nH / cm für eine 1 mm breite Spur.

Daher sind die Kappen beim Filtern von HF ineffizient, da kleine Induktivitäten (auch als Leiterbahnen bekannt) mit den Kappen in Reihe geschaltet sind und ihre HF-Impedanz erhöhen. Eine SMD-Keramikkappe hat eine viel geringere Induktivität als eine elektrolytische, nicht aufgrund von Magie, sondern einfach, weil sie kleiner ist, sodass eine HF-Entkopplung besser möglich ist. Die Induktivität der Leiterbahnen ist jedoch immer noch in Reihe.

Da Ihre GND schnelle Gleich- / Gleichströme aufweist, variiert das Potenzial entlang der GND-Leiterbahnen überall. Merken:

e = L di / dt

di = 100 mA, dt = 20 ns (schnell schaltender FET), L = 6 nH pro cm, also e = etwa 50 mV pro 10 nH Leiterbahninduktivität ... nicht gerade "rauscharm".

... Auf einer solchen Platine ohne Masseebene ist es daher in der Regel unmöglich, etwas zu messen, wenn es um hohe Ströme im Fettbereich geht, da sich die Signalform stark ändert, je nachdem, wo Sie den Boden abtasten.

Wie Sie bemerkt haben, besteht die Lösung darin, zunächst keine HF- und hohen di / dt-Ströme in Ihrer Schaltung zu haben, und dies wird durch Verlangsamen des FET-Schaltens mit einem Widerstand erreicht.

Wenn Ihre PWM langsam genug ist (z. B. 30 kHz), sind die Schaltverluste ohnehin sehr gering.

Dies hat den zusätzlichen Vorteil, dass keine hohen di / dt-Impulse in die Lüfterkabel gesendet werden, wodurch verhindert wird, dass sie als Antennen fungieren und überall Rauschen abstrahlen. Dies wäre eine hervorragende Möglichkeit, um einen Breitband-Funkstörsender zu bauen ...

Denken Sie nicht einmal, dass L3 und C5 irgendetwas bewirken werden: Die Eigenresonanzfrequenz dieser Induktivitäten ist normalerweise recht niedrig (siehe Datenblatt), was bedeutet, dass sie bei den interessierenden Rauschfrequenzen Kondensatoren sind. Auch Ihre 100µF Ausgangskappe ist eine Induktivität. Und alle Spuren sind Induktivitäten, insbesondere die Masse, was bedeutet, dass die Spannung am Ausgang "GND" nicht 0 V beträgt, sondern auch HF-Rauschen aufweist. Dies führt auch zu HF-Gleichtaktrauschen an Ihren Kabeln.

Wenn Sie LEDs multiplexen oder eine Matrixtastatur scannen, verwenden Sie ebenfalls keinen Treiber mit 5ns Kanten! Dies sind im Grunde riesige Antennen. Ein Rechtecksignal mit einer Anstiegszeit von 5 bis 10 ns weist ungeachtet der Schaltfrequenz ungünstige Oberwellen über 1 bis 10 MHz auf.

Also ... wenn Sie nicht diesen zusätzlichen Wirkungsgrad wünschen, schalten Sie immer so langsam, wie Sie können! Es ist eine gute Faustregel, um EMI-Probleme zu vermeiden.

Normalerweise würden Sie Ihre empfindliche Elektronik nicht mit demselben Netzteil betreiben wie den Lüfter.

Üblicherweise wird die Steuerelektronik mit 5 V betrieben. Sie hätten also einen Regler (einen linearen Regler, wenn Sie eine sehr niedrige Welligkeit wünschen), der die 12 V auf 5 V absenkt. Wenn die 12-V-Versorgung nicht auf etwa 7 V abfällt, haben Sie immer noch eine solide 5-V-Versorgung.

Diode D2 ausbauen. Dadurch wird die Filterung beendet, die beim Ausschalten des Mosfets auftritt.

Dies erfordert, dass der Kondensator C3 groß genug ist, um die Spitze zu absorbieren.

Ich hatte dieses Problem vor einiger Zeit mit einem RAID-Gehäuse. Es hatte eine Schaltung wie diese - High-Side-Chopper-FET, Diode usw. Es schaltete bei etwa 30 kHz. Das Ergebnis war eine Menge PWM-Rauschen, das auf die + 12-V-Verwüstung der Laufwerke geworfen wurde.

Diese gezeigte Schaltung versucht, sich wie ein Buck-Controller zu verhalten, dies ist jedoch nicht unbedingt erforderlich.

Wie auch immer, hier ist, was ich für den "bösen" Hubschrauber getan habe:

1. Setzen Sie die Kappe in Reihe mit dem Motor. Mehr dazu in Kürze.
2. Verdrahten Sie den FET über die Kappe.

Hört sich verrückt an, aber es funktioniert. Die Cap / FET-Kombination wirkt als eine Art variabler Widerstand, der den Lüfterstrom und damit dessen Geschwindigkeit moduliert.

Wenn der FET ausgeschaltet ist, wird die Kappe über den Motor aufgeladen. Wenn es eingeschaltet ist, entlädt sich die Kappe durch den FET und der Motor wird auf die Schienenspannung hochgezogen. Dadurch wird die Hochstrom-Übergangsschleife zum FET und zur Kappe lokalisiert.

Sie werden feststellen, dass Sie den größten Teil Ihrer Filterung loswerden und sogar die Größe der Kappe auf etwa 33 uF reduzieren können.