Erhöhen des Compliance-Spannungsbereichs für eine variable Zwei-Quadranten-Konstantstrom-Pin-Treiberschaltung

Das Folgende ist für Bastler gedacht und ich habe überhaupt keine kommerziellen Absichten. Nur eine Handvoll (zwei?) Werden gebaut. (Ich verwende diese zum Testen von Bauteilen und zum Erzeugen von Kurven. Mit den höheren Spannungskonformitäten kann ich jedoch noch mehr Anwendungen finden als zuvor.)

Ich habe die folgende Pin-Treiberschaltung, die bis zu liefert Ausgangs-Compliance-Spannung bei $\pm 50\:\textrm{V}$ an eine Last, die zwischen dem Pin-Treiberausgang und Masse angeschlossen ist. (Die größeren Plus- und Minusschienen sind ungefähr $\pm 10\:\textrm{mA}$ , mit den Amp-Schienen bei $\pm 60\:\textrm{V}$ ) $\pm 15\:\textrm{V}$

schematisch

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schaltplan erstellt mit CircuitLab}

Die Anstiegsgeschwindigkeiten am Ausgang für die obige Schaltung betragen im allgemeinen nicht mehr als oder $20\:\frac{\textrm{A}}{\textrm{s}}$ . (Ich treibe die Eingabe mit Raten in der Größenordnung von nicht schneller als $100\:\frac{\textrm{mV}}{\mu\textrm{s}}$ , Spitze zu Spitze und oft langsamer als das.) $1\:\textrm{ms}$

Ich möchte die Compliance-Spannungen auf und verringern Sie die Strombelastbarkeit auf einen Wert von $\pm 800\:\textrm{V}$ bis vielleicht $\pm 500\:\mu\textrm{A}$ . (Die Spannungsanstiegsrate erhöht sich dann auf $\pm 1\:\textrm{mA}$ und das könnte auch ein Problem sein.) $1.6\:\frac{\textrm{V}}{\mu\textrm{s}}$

Erhalten der gepaarten Hochspannungsversorgungsschienen von ist nicht das Problem. Aber ich konnte bis als Teile auf den gleichen Würfeln aufnehmen (BCM846S usw.). Ich möchte die Übereinstimmung von (und vielleicht sogar )beibehalten. Aber jetzt das hat „viele“ gegangen und die gleiche Topologie ist nicht zur Arbeit gehen, weil ich nicht glaubees eine passenden Paare von BJTs mit dieser Art von sind . Tatsächlich bin ich mir nicht sicher, ob ein diskreter PNP-BJT dem nahe kommt, was ich gerne sehen würde. (NPN vielleicht. Aber PNP?) $\pm 850\:\textrm{V}$ $Q_1$ $Q_4$ $V_{BE}$ $\beta$ $V_{CEO}$ $V_{CEO}$

Ich kann mir vorstellen, noch ein Paar Spannungsschienen (in der Nähe der Hochspannungsschienen, aber vielleicht installieren näher am Boden) und mit einem kaskodierten Design (mit vier weiteren BJTs), um die hoch- und tiefseitig angepassten Spiegelpaare zu schützen. Diese zusätzliche Spannungsversorgung würde nicht mehr als $40\:\textrm{V}$ oder so, so dass es nicht allzu schwierig sein kann, aus den neuen Hochspannungsversorgungsschienen zu konstruieren. Aber wenn es andere / bessere Gedanken zu der Topologie gibt, würde ich sie gerne hören. $10\:\mu\textrm{A}$

Folgendes meine ich:

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^{simulieren Sie diese Schaltung}

Gibt es ein Problem, über das ich nicht nachgedacht habe, oder kann ich es besser machen? Hat jemand einen Vorschlag für ein Verfahren eines FAB für diskrete BJTs, das ich für die Kaskoden hier in Betracht ziehen könnte?

Ich weiß auch, dass ich auch mit ganz anderen Problemen in Bezug auf Luft- und Kriechstrecken konfrontiert sein werde, denen ich mich hier zuvor nicht stellen musste. Das ist jedoch ein anderes Thema, auf das ich später noch gesondert eingehen werde. Im Moment konzentriere ich mich darauf, wie ich die deutlich höheren Spannungskonformitäten erzielen kann, die ich erreichen möchte.

$-10\:\textrm{V}$ $500\:\mu\textrm{A}$ $+10\:\textrm{V}$ von der geerdeten Last. Eine Spannungsdreieckwelle, die gleichmäßig zwischen oszilliert $500\:\mu\textrm{A}$ und $-10\:\textrm{V}$ würde eine Stromdreieckwelle in eine Last erzeugen, die ab gleichmäßig oszilliert $+10\:\textrm{V}$ bis $+500\:\mu\textrm{A}$ (unabhängig davon, ob diese Last eine Diode oder ein Widerstand war). Und die Spannungskonformität sollte all die oben genannten Punkte mit einer $-500\:\mu\textrm{A}$ Widerstand als Last. Gelegentlich wird es mit einer Sägezahn- oder Dreieckwelle als Eingangssignal betrieben. Ich darf es auch mit zwischen betreiben $1.5\:\textrm{M}\Omega$ und $-1\:\textrm{V}$ am Steuereingang (oder sogar mit zwischen $+1\:\textrm{V}$ und $-100\:\textrm{mV}$ am Eingang.) Das Verhalten muss durchgehend monoton sein. Die maximale Frequenz, die ich ungefähr benutze, ist $+100\:\textrm{mV}$ , aber ich kann in diesem Punkt einen Faktor von 10 opfern, wenn nötig. $1\:\textrm{kHz}$

Die obigen Schaltungen eignen sich auch für einen anderen Zweck. Wenn ich entferne (durch Ersetzen durch ) und verwende den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers als Knoten, in den ich Strom einspeisen oder einspeisen kann, und wenn ich dann auch einen bekannten Präzisionswiderstand vom Ausgang zur Masse lege, dann hängt die bipolare Spannung am Ausgang davon ab der bipolare Strom gegen Erde. $0\:\Omega$ $R_8$

Es ist eigentlich ein ziemlich vielseitiges Modul.

bjt high-voltage current-source

— jonk
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Was soll der Operationsverstärker tun?

— Daniel

Soll es bei den Stromschienen die Gegenpolstufe ausschalten ???

— Daniel

@Daniel Der Operationsverstärker leitet entweder Strom in die an den Ausgang angeschlossene Last ab oder leitet ihn ein. Dabei muss er Strom von den Versorgungsschienen beziehen oder ableiten. Meine Antwort hier zeigt eine andere "verrückte" Anwendung der Idee: electronics.stackexchange.com/questions/256955/…

— jonk

Q_{1} + Q_{3}

$Q_1+Q_3$

Q_{2} + Q_{4}

$Q_2+Q_4$

R_{7}

$R_7$

R_{8}

$R_8$

Q_{5}

$Q_5$

Q_{8}

$Q_8$

— jonk

cool ... Sie spiegeln den Strom auf der Eingangsseite und der Operationsverstärker stellt ihn ein, indem er den Strom je nach Bedarf entweder auf der Oberseite oder auf der Unterseite aus der Zwischenschiene zieht ... den Ausgangstransistoren (sowie denjenigen auf der Eingangsseite) die Eingangsseite) funktionieren wie hochohmige Widerstände ... 800V / 500uA = ~ 1,6M Ohm. Ich habe nicht den richtigen Hintergrund dafür, aber das würde mich als ein Element betrachten, das (ein kleines bisschen) extrem wird. Wenn Ihre Last 1,5M ist, dann denke ich, dass Sie in Ordnung sind? Die Transistoren mit hoher Impedanz wandeln Streuströme, falls welche gezogen wurden, in ziemlich große Spannungen um. Spielt das eine Rolle?

— Benutzer

Antworten:

Da gibt es keinen Ansturm von Antworten:

Wie empfindlich reagiert Ihre Anwendung auf Welligkeit (~ Amplitude, Sie haben bereits die Bandbreite erwähnt)?

Ich habe nach und nach das Gefühl, Sie sollten vielleicht einfach einen PWM-gesteuerten Schalttransistor von der High-Seite zu einem anderen PWM-gesteuerten Schalttransistor auf die Low-Seite schalten und einen Strommesswiderstand im 3kΩ-Bereich am Knoten zwischen diesen beiden hinzufügen, gefolgt von einem Low -Filter passieren, und fahren Sie Ihren Prüfling davon.

schematisch

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schaltplan erstellt mit CircuitLab}

Jetzt würden Sie diese Schalter basierend auf der Impulsposition steuern, wenn der Strom über Rmes die vollen 1 mA überschreitet (wie durch D2 beobachtet). Eine Kalibrierung könnte (ok, wird) notwendig sein, aber wenn man davon ausgeht, dass eine Umschaltfrequenz von vielleicht 50 kHz für diese Anwendung völlig ausreichend ist (und das ist schon gar nicht so einfach, wenn man bedenkt, dass man die Gates oder Bases der Highs ansteuern muss - und Low-Side-Switch bei dieser Rate), werden moderne MCUs der Aufgabe gewachsen sein. Ich bin sicher, dass Sie ein analoges Design entwickeln können, das möglicherweise klüger ist als die von mir vorgeschlagene Software (auch wenn es bei Software trotz Quantisierungsproblemen auf jeden Fall einfacher ist, Kalibrierungsdaten einzubeziehen).

Ich habe dem Gleichrichter * ein Sternchen gegeben, weil ich nicht wirklich empfehle, hier einen PN-Diodenbrückengleichrichter zu verwenden - das funktioniert nicht, da die Diodenströme wahrscheinlich größer sind als die Messströme. Ein opamp-basierter Präzisionsgleichrichter mit potentialfreiem Netz könnte hier die Lösung sein (und kostengünstig auf Kosten eines schönen Designs mit einer Batterie gebaut werden ...). In jedem Fall ist die gesamte Gleichrichter-Optokoppler-Zenerschaltung nur eine 1-Bit-vorzeichenunabhängige Spannungs-ADC; Ein Fensterkomparator oder sogar ein geeigneter Amperemeter-IC mit z. B. einer digitalen optischen Verbindung zur steuernden MCU wäre wahrscheinlich besser.

Offensichtlich ist der einstufige RC-LPF (1,6 kΩ · 100 nF) hier nur ein schneller Ansatz. Bei meiner Schaltfrequenz von 50 kHz ist jedoch eine Dämpfung von -36 dB zu verzeichnen (und ich nehme an, dass dies für Sie ausreichend ist), während Sie sich auf einen Kondensatorwert verlassen, der noch als Folienkondensator für> 1 kV mit einer Toleranz von 5% verfügbar ist.

Meine Motivation dafür ist, dass es wahrscheinlich einfacher ist, Schalttransistoren zeitlich fein genug anzusprechen, als Transistoren bei den vorliegenden Spannungen linear genug anzusteuern.

— Marcus Müller
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Das ist Verhalten. Meine Schaltung ist aktuell. Die Umsetzung Ihrer Schaltung von einem Konzept in die Realität ist eine andere Sache. Ganz zu schweigen davon, dass ich meine Schaltung für lineare Sweeps verwende und dieses Konzept mich stattdessen dazu bringen würde, PWM zu drehen. Mit der Fähigkeit, 1600 V in einer Millisekunde zu schwenken, kann ich mir die erforderliche Frequenz nur als "hoch" vorstellen, um zu bekommen, was ich will. Ich würde gerne wissen , was Sie sich vorstellen , wie diese Schalter ... wenn Mosfets, ich große Gate - Spannung schwingt durch große Kapazitäten bei hohen Geschwindigkeit zu sehen und das schreckt die leer aus mir heraus.

— jonk

Und denken Sie daran, dass Lasten jedes bizarre Gerät sein können, das ich kehren möchte. Das bedeutet, dass große Kondensatoren (feste Ströme oder variabel, während die Spannung überwacht wird) oder Induktivitäten (beginnend bei Null und mit einer bestimmten Rate ansteigend, während die Spannung überwacht wird) vorhanden sind. Außerdem kann ich meine Schaltung gegenläufig verwenden und R8 wie erwähnt kurzschließen und diesen Knoten verwenden als Massepunkt zum Ableiten von Strom, wobei der Ausgang entsprechend mit einer Last reagiert, die ich dort platziere. Es ist eine überraschend vielseitige Strecke. Was Sie vorschlagen, scheint viel begrenzter und weniger vielseitig. Vorausgesetzt, ich könnte die Details herausfinden, wie ich es tatsächlich mache.

— jonk

Zwei Dinge: 1. Ja, das ist sehr abstrakt. Wenn es in mir immer eine rationale bisschen Selbsteinschätzung war, es sagt mir , ich sollte nicht derjenige sein tatsächlichen analogen Schaltungen vorzuschlagen Sie aller Menschen - gibt es eine einfache 40 dBexperience , dass Sie über mich haben. Dann: 2. Die Schaltfrequenz und die Stromsteilheit sind begrenzt. Hier habe ich ein gewisses Maß an Vertrauen in das, was ich weiß. Wenn das Ausgangssignal bandbegrenzt ist, ist die Rate, mit der wir aktuelle Samples erzeugen müssen, auf begrenzt. Nyquist ist dein Freund! Die Frage, wie viel Dynamikumfang Sie dann benötigen, setzt eine Untergrenze für ...

— Marcus Müller

... wie fein Sie die Abtastperiode in pwm "slots" unterteilen müssen. Und das ist genau die Frequenz, mit der eine PWM-Einheit laufen müsste und ein Transistor im Extremfall schalten müsste. Nun, ich stimme zu, eine Schaltgeschwindigkeit von ein paar MHz für einen MOSFET bei diesen Drain-Source-Spannungen wird nicht funktionieren. Der obere kHz-Bereich mit CMOS klingt jedoch machbar

— Marcus Müller

Ich habe sozusagen einen Vogel in der Hand. Ich bin mir ziemlich sicher, dass die geringfügige Änderung des Kaskadierungscodes für meine Anforderungen geeignet ist - aber natürlich befürchte ich, dass ich einige wichtige Details übersehen habe. Es wirkt als Stromsenke am Eingang und liefert eine Spannung am Ausgang. oder als Spannung am Eingang, die einen Strom am Ausgang steuert. Oder irgendeine Kombination. Ich kann einen bekannten Widerstand am Eingang hinzufügen oder nicht. Ich kann einen bekannten Widerstand am Ausgang hinzufügen oder nicht. Also I -> I, I -> V, V -> I oder V -> V. Ich verwende es als Stifttreiberschaltung, die ich auch kombinieren kann , um einen ernsthaften Stifttreiber zu erhalten.

— Jonk

Ihre Schaltung sieht gut aus .HV-PNP-BJTs sind schwer zu finden. Ich verwende 600-V-Typen für andere Jobs. Sie sind billig und leicht zu finden und zuverlässig. Sie können in Reihe geschaltet werden Probleme. Andernfalls könnten Sie zu einem All-NPN-Design wechseln, das auf einem SRPP basiert. Ich habe billige 800-VN-Kanal-Mosfets der Serie 2 pro Brückenbein verwendet, um bis zu +/- 500 VDC bei 1 Ma zu erzeugen.

— Autistisch
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