TL; DR
Eine Schaltung basiert auf einer Reglertopologie, die in jeder kapazitiven Last stabil ist und eine Diode enthält, die mit dem Ausgangsstrom in Reihe geschaltet ist. Die an dieser Diode entstehende Spannung ist nominell der logarithmische Wert des Stroms, der es ermöglicht, einen sehr großen Strombereich mit einem einzigen Spannungsbereich zu messen. In der Simulation wurde eine hervorragende dynamische Stabilität nachgewiesen.
Bei niedrigem Strom ist die Schaltung laut und langsam (keine große Überraschung). Die vorliegenden Ergebnisse zeigen ein Rauschen von etwa +/- 5% bei niedrigen Strömen für Einschwingzeiten von 10 us für Ströme von 1 uA und darüber, das sich auf eine Einschwingzeit von 1 Sekunde für Ströme bis hinunter zu 1 nA erhöht.
/ TL; DR
Ich vermute, Sie brauchen keine hohe Genauigkeit. Sie denken, Sie tun dies nur aufgrund der enormen Reichweite von nA bis 500mA. Offensichtlich würde +/- 1nA bei 500mA Kollossalgenauigkeit erfordern. Ich vermute, dass +/- 10% bei 500 mA gleichzeitig mit +/- 10% bei einigen nA und ein einziger Bereich, um beide ohne Umschaltung abzudecken, nützlich wäre.
Der ursprüngliche Gedanke, den ich anfangs als Vorschlag niedergeschlagen habe, wird am Ende des Beitrags als Referenz angezeigt.
Leider hat es einen fatalen Fehler. Obwohl es 1nA gut genug anzeigen kann, bewegt sich der Opamp-Ausgang aufgrund seiner internen Kompensation und C1 zunächst nicht, wenn der Strom plötzlich ansteigt. Infolgedessen sinkt die Ausgangsspannung für einen Moment um über 1 V (erforderlich, um den Strom durch Q1 und D1 fließen zu lassen), was jede von dieser Leitung gelieferte MCU ernsthaft in Verlegenheit bringen würde.
Die "Lösung" besteht darin, die MCU-Schienenentkopplungskapazität in die Analyse einzubeziehen. Zusätzliches C auf der MCU-Leitung führt jedoch zu Instabilität, da es mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers in Verbindung steht und über den von uns gewünschten weiten Bereich praktisch nicht kompensierbar ist.
Der nächste Gedanke war also: "Dies ist im Grunde ein Transimpedanzverstärker, obwohl er einen sehr nichtlinearen Rückkopplungswiderstand hat. Wie stabil sind sie?" Eine schnelle Suche nach denen brachte mich zu Bob Peases Artikel (Nat Semis RAP, Bob Pease - Muss für jeden analogen Designer gelesen werden. Wenn Sie dieser Antwort nichts anderes entnehmen, suchen Sie nach Informationen und lesen Sie einige seiner Artikel!)
Es war schnell ersichtlich, dass die angenommene Kapazität am invertierenden Knoten des Operationsverstärkers, obwohl sie im Vergleich zu pF groß ist, im Vergleich zu den 10 uF, die wir auf einer VCC-Leitung finden könnten, sehr klein ist, und die Hochgeschwindigkeits-Optimierung nahm daher einen konstanten Rückkopplungswiderstand an Diese Topologie war ein Nichtstarter.
Also dachte ich mir, wenn wir die MCU nicht abbräunen wollen, wenn sich der Strom ändert, muss sie sich wie ein Regler verhalten. Ich erinnerte mich an die Probleme mit Tantal und Keramik-Ausgangskondensatoren bei LDOs. Architekturen, bei denen der ESR-Wert eines Tantals von einem halben Ohm abhängt, sind mit Keramik nicht stabil. Wenn die Topologie geändert wird, um einen ESR von Null für Keramik zu tolerieren, können sie jeden größeren Wert tolerieren, der über dem angegebenen Minimum liegt.
Um mit einem großen Ausgangskondensator fertig zu werden, ist er als dominanter Pol ausgelegt. Eine Ausgangsstromquelle verwandelt ihn in einen Integrator, wodurch der Rest der Steuerkette mit einer Phasenverschiebung von weniger als 45 Grad erhalten bleibt. Sobald dieser Flip ausgeführt wurde, kann der Ausgangskondensator beliebig größer sein, und der LDO ist immer noch stabil. Der Ausgangskondensator des Reglers sorgt für den gesamten Spannungsstopp während eines Stromänderungsereignisses.
Jetzt habe ich nach LDO-App-Notizen gesucht. Dies ist das neue Design als Ergebnis. Es ähnelt weitgehend dem ursprünglichen Konzept für Gleichstrom, ist jedoch um den Ausgangskondensator herum aufgebaut und verwendet die Tricks der für Keramik entwickelten LDOs, um eine ausreichende Stabilität zu erzielen.
Analyse
Q2 ist das Serienpass-PNP-Gerät, das mit R2 als Stromausgang konfiguriert ist. Dieser spezielle Typ ist 1 Ampere, 200 hfe 150, 50 V, 400 MHz ft, ein Teil in Kochqualität, das in der LTSpice-Bibliothek enthalten war. I1 spannt es auf einen Nennstrom von 10 mA vor, um das Delta V zu verringern, das erforderlich ist, wenn plötzlich der Strom von Null erhöht werden muss, und um eine erhebliche Stromsenke bereitzustellen, um mit einer plötzlichen Verringerung der Stromabgabe fertig zu werden.
D1 ist unser alter Freund, das nichtlineare Element, über das der Ausgangsstrom die logarithmische Spannung entwickelt. Ich habe 1n4148 verwendet, wie es in der Bibliothek war. Es wird durch R1 verbunden, um das untere Ende des Strombereichs (10 mV für 1 nA) zu definieren, D3, um Sperrspannungen abzufangen, wenn der Strom plötzlich abnimmt, und C2, um die Stabilität und das Überschwingen des Ausgangs zu verbessern. Wenn der 1N4148 durch einen kräftigeren 1n400x-Typ ersetzt wird, wird seine höhere Kapazität vollständig von C2 absorbiert, sodass er für die Stabilität gut genug modelliert ist.
Ich hätte eine TL071 modelliert. Ich habe zuerst einen LTC1150 mit einer GBW von 1,5 MHz ausprobiert, hatte aber Mühe, eine angemessene Stabilität zu erreichen. Ich habe dann auf den gezeigten LT1022 gewechselt. Dies ist bei 8MHz GBW etwas schneller, aber es gibt viele viel schnellere Teile.
Das umliegende Netzwerk umfasst R3, um 0 V zu erfassen, C3, um Stabilität zu gewährleisten, und R4, um C3 eine Null hinzuzufügen, wie in den LDO-App-Hinweisen angegeben. Mit diesen Werten, die von hope'n'poke ermittelt wurden, ist es schon nicht schlecht. Ich bin mir sicher, dass es mit ein bisschen genauer Analyse besser gehen könnte. Anstatt einen noch schnelleren, stabilen Verstärker mit Einheitsverstärkung zu verwenden, sollte besser ein Verstärker verwendet werden, der dekompensiert ist.
Es sieht auf jeden Fall stabil genug für den Zweck aus. Jeder, der diese Schaltung baut, um sie im Zorn einzusetzen, findet möglicherweise einige unmodellierte Parasiten, die die Stabilität verringern, aber ich würde vorschlagen, dass er mit einem noch schnelleren Verstärker beginnt, um sich mehr Spielraum für die Ellbogen zu verschaffen.
I2 liefert die zeitabhängige Strombelastung für die Demo. Wie Sie an der Parameterzeichenfolge erkennen können, wird sie mit einer Anstiegszeit von 100 ns von 100 pA auf 100 mA gedreht (dh der Strom wird in einem Zyklus von 10 MHz eingeschaltet) und wieder zurück. Die Diode D2 bietet der Simulation eine bequeme Möglichkeit, den logarithmischen Strom anzuzeigen, und ist kein Teil der Zielschaltung.
Wenn ich Simulationen mache, ziehe ich es vor, die gesamte "Aktion" um 0 V zu haben. Lesen Sie daher für die hier gezeigten Schienen von -5, 0 V und + 5 V 0 V, + 5 V bzw. + 10 V für die Anwendung des OP.
Dies ist die gesamte Übergangsdarstellung
Der anfängliche Gleichstromwert der Ausgangsspannung beträgt 0,5 mV für 100 pA, und wenn ich von 1 nA gehe, sind es ungefähr 5 mV, sodass wir eine vernünftige Unterscheidung bei und unter dem 1 nA-Pegel haben.
Mit zunehmendem Strom kommt es zu einem leichten Überschwingen des Messwertes.
Die Anstiegsgeschwindigkeit erreicht die Diodengrenzen, wenn der Strom abnimmt. Beim Herunterschalten von 100mA auf 100pA gibt es auch einen 20mS-Leseschwanz. Ich weiß nicht, wie ich das verbessern kann. Vielleicht hat jemand einen Vorschlag. Der Schwanz ist beim Herunterschalten auf 10 nA noch vorhanden, aber beim Herunterschalten auf 100 nA oder mehr fehlt der Schwanz. Für diese Anwendung würde ich mir vorstellen, dass das in Ordnung ist.
In den nächsten drei Darstellungen betrachten wir die Stabilität der Ausgangsschienenspannung.
Auf dem Vormarsch von 100pA auf 100mA
Der Übergang der aufsteigenden Schiene beträgt nur 12 mV und ist absolut fehlerfrei. Sie werden nicht viele kommerzielle LDOs finden, die eine solche Leistung für solch eine gewaltsame Stromänderung liefern.
und auf dem Weg wieder runter auf 100pA
Ohne D3 würde Vmeas für eine Weile zur -ve-Schiene und nicht zu -0,6 V schwingen.
Der Übergang der abgehenden Schiene ist ebenfalls auf 12 mV begrenzt. Sie können die ratenbegrenzte Abwärtsbewegung sehen, die das Ergebnis der I1-Stromsenke ist.
Ich werde nicht sagen, dass es ein Beweis für das Prinzip ist, aber ich denke, dass es ein sehr guter Beweis für die Plausibilität ist. Die Simulation enthält viele parasitäre Faktoren, Q2 Miller C, die Kompensation des Opamps, und da die Leistung mit einem LDO konkurriert, ist dies meiner Meinung nach eine ziemlich gute Grundlage, um etwas zu entwickeln, das eine MCU mit unterschiedlichen Strömen antreiben und über einen großen Bereich lesen kann Angebot.
Dies zeigt Vmeas als Ausgang. Wie in der ursprünglichen Veröffentlichung angegeben, wird die thermische Genauigkeit verbessert, wenn sie in Bezug auf eine andere Diode bei derselben Temperatur gemessen wird. Vmeas ist ein niederohmiger Ausgang, daher ist dies mit einem einfachen Differenzverstärker sehr einfach möglich.
Wie zuvor führt das Ersetzen von R1 durch einen Widerstand mit niedrigerem Wert zu einer genaueren Ausgabe im linearen Bereich für Spannungen, für die D1 nicht leitet.
Lärmprobleme
Nachdem eine stabile Schaltung entwickelt wurde, können wir beginnen, das Rauschen zu untersuchen. Das folgende Diagramm zeigt die Verstärkung des Eingangs eines Operationsverstärkers mit einem 1-nF-Kondensator an C2. Die Kurven decken 100pA bis 100mA ab. Die 100pA- und 1nA-Kurven sind bei hellem Blau nicht zu unterscheiden und liegen sehr nahe an der roten 10nA-Kurve. 1uA ist pink, 1mA ist dunkelblau, die 100mA-Kurve ist so niedrig wie lila.
Die Verwendung der .noise-Simulation von LTSpice und die Verwendung von .measure zur Integration des Ausgangsrauschens über eine Bandbreite von 10 MHz bis 10 MHz unter Verwendung eines 33-nF-Kondensators für C2 führten zu einem relativ konstanten 2-mV-Effektivrauschen für Ströme von 1 nA bis 100 uA, wobei das Rauschen mit zunehmenden Strömen abnahm auf ca. 100uV rms bei 100mA.
Der Nachteil des erhöhten Wertes von C3 war eine erhöhte Einschwingzeit nach einer stufenweisen Verringerung des Stroms. Die Zeit bis innerhalb von 1 mV vom Endwert betrug ungefähr 10 mS bis 1 uA, 60 mS bis 100 nA, 500 mS bis 10 nA und 900 mS bis 1 nA.
Der vorliegende Operationsverstärker LT1022 beansprucht mehrere 10s nV bei 1 kHz. Der Transimpedanzverstärkerartikel von Bob Pease, auf den zuvor Bezug genommen wurde, schlägt vor, dass 3nV mit einem FET-Eingang mit niedrigem Strom möglich ist, wobei diskrete rauscharme FETs als Front-End für einen zusammengesetzten Verstärker verwendet werden. Die Verwendung eines solchen verbesserten Operationsverstärkers sollte den Rauschpegel um eine Größenordnung verringern.
Dies ist der ursprüngliche Vorschlag als Referenz.
simulieren Sie diese Schaltung - Schaltplan erstellt mit CircuitLab
Der Operationsverstärker regelt den Strom durch Q1 und D1, um die Ausgangsspannung auf 5 V zu halten, sodass Ihre MCU immer die richtige Betriebsspannung sieht.
Die Spannung, die Sie zwischen den beiden Dioden messen, ist proportional zum logarithmischen Verhältnis von D1-Strom zu D2-Strom. Sie können zwar nur mit der Spannung an D1 arbeiten, diese ist jedoch temperaturabhängig. Diese Methode verwendet D2, um diese Abhängigkeit zu kompensieren.