Ist dieser Klemmspannungsteiler für einen hochohmigen Eingang gut und robust aufgebaut?

Ich habe einen Wechselstromeingang wie folgt:

1. Kann kontinuierlich im Bereich von ± 10 V bis mindestens ± 500 V liegen.
2. Läuft von ungefähr 1 Hz bis 1 kHz.
3. Benötigt> 100 kΩ Impedanz, da sich sonst die Amplitude ändert.
4. Kann gelegentlich getrennt werden und das System ESD-Ereignissen aussetzen.

Wenn der Eingang unter 20 V liegt, muss ich die Wellenform mit einem ADC digitalisieren. Wenn es über 20V ist, kann ich es als außerhalb des Bereichs ignorieren, aber mein System muss nicht beschädigt werden.

Da mein ADC ein relativ steifes Signal benötigt, wollte ich den Eingang für weitere Stufen puffern (in diesen werde ich ihn vorspannen, auf 0 V bis 5 V klemmen und an einen ADC speisen).

Ich habe die folgende Schaltung für meine anfängliche Eingangsstufe entworfen, um eine sichere, starke Ausgabe zu erhalten, die ich weiteren Stufen zuführen kann:

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schaltplan erstellt mit CircuitLab}

Meine Ziele sind:

1. Stellen Sie sicher, dass die Impedanz der Quelle> 100 kΩ beträgt.
2. Ändern Sie einen ± 20V-Eingang in einen ungefähr ± 1,66V-Ausgang.
3. Stellen Sie eine steife Ausgabe bereit.
4. Sichere Handhabung von Hochspannungseingängen (mindestens ± 500 V).
5. Behandeln Sie ESD-Ereignisse, ohne viel Strom / Spannung auf die ± 7,5-V-Schienen abzuleiten.

Hier ist meine Begründung für mein Schaltungsdesign:

1. R1 und R2 bilden einen Spannungsteiler, der die Spannung um das 12-fache reduziert.
2. Die TVS- Diode reagiert schnell, um sich vor ESD-Ereignissen am Eingang zu schützen, und leitet sie auf meinen starken Untergrund, ohne etwas auf meine (schwachen) ± 7,5-V-Schienen zu werfen.
3. Die TVS- Diode bewältigt auch extreme Überspannungen (anhaltend ± 500 V), indem sie gegen Erde ableitet. In diesen Fällen ist R1 überschritten, um den Strom zu begrenzen.
4. D1 und D2 klemmen die geteilte Spannung auf ± 8,5 V, sodass ich für C1 keinen Hochspannungskondensator benötige . nach R1 ist auch der Strom durch sie begrenzt.
5. C1 entkoppelt das Eingangssignal. Es wird ein bipolarer Elektrolyt sein. Es muss eine relativ große Kapazität haben, damit die 1-Hz-Signale nicht beeinträchtigt werden: C1≤ $$\frac{1}{2 \pi R_2 C_1} \ll 1 \text{ Hz}$$ $$C_1 \gg \frac{1}{2 \pi \times 1 \text{ Hz}\times220 \text{ k}\Omega} = 8 \mu\text{F}$$
6. R3 und C2 kompensieren mit R3 = R1 die Eingangsstromvorspannung und den Offset im Operationsverstärker (anstatt nur den Ausgang mit dem negativen Eingang kurzzuschließen); bilden auch ein Tiefpassfilter: $$f_c= \frac{1}{2 \pi R_3 C_2} = 36 \text{ kHz}$$

Ist diese Strecke optimal für meine Ziele? Kann ich irgendwelche Probleme damit erwarten? Gibt es Verbesserungen, die ich vornehmen sollte, oder gibt es einen besseren Weg, um meine Ziele zu erreichen?

EDIT 1

1. Ich hatte ursprünglich gesagt, dass dies ± 200 V dauernd verarbeiten muss, aber ich denke, dass ± 500 V ein sichereres Ziel ist.

2. Damit die TVS- Diode wie sie ist funktioniert, muss R1 in zwei Widerstände aufgeteilt werden, hier R1a und R1b , wie von @ jp314 vorgeschlagen :

^{simulieren Sie diese Schaltung}

BEARBEITEN 2

Hier ist eine überarbeitete Schaltung, die die bisher eingegangenen Vorschläge enthält:

1. Zener über das Netzteil ( @Autistic ).
2. Widerstände, die in sie hineinführen ( @Spehro Pefhany ).
3. Schnelle BAV199-Dioden ( @Master ; eine Alternative zum BAV99 mit geringerer Leckage @Spehro Pefhany vorgeschlagene geringerem Leckverlust , jedoch mit einer maximalen Kapazität von etwa 2 pF anstelle von 1,15 pF).
4. TVS-Diode vorne und auf 500 V ( @Master ) aufgerüstet , damit nur ESD-Ereignisse verarbeitet werden und der Schutz gewährleistet ist R1 .
5. Kurzschluss vom Operationsverstärkerausgang zum negativen Eingang ( @Spehro Pefhany und @Master ).
6. Verminderte C1 bis 10 uF ( @Spehro Pefhany ); Dies führt zu einem Spannungsabfall von 0,3% bei 1 Hz, was nicht so gut ist wie die ursprüngliche 220μF-Kappe, aber die Beschaffung des Kondensators erleichtert.
7. 1 kΩ Widerstand R6 hinzugefügt , um den Strom in OA1 ( @Autistic und @Master ) zu begrenzen .

^{simulieren Sie diese Schaltung}

Ihr D1 & D2 nimmt die Eingangsspannungen auf, nicht das TVS - teilen Sie die 220.000 auf 200.000 + 20.000 auf und legen Sie den 20.000-Anteil zwischen das TVS und die Dioden.

Oder verwenden Sie einfach einen 4,7-V-Zener von diesem Knoten zu GND.

Sie brauchen kein R3 / C2. Der nicht invertierende Operationsverstärkereingang 'sieht' R2 (20K) auf dem Gleichstrompfad des Vorspannungsstroms (nicht 220K), sodass der Offset wahrscheinlich vernachlässigbar ist, wenn Sie ihn durch einen Kurzschluss ersetzen. Wenn Sie auf R3 / C2 bestehen, sehen Sie unten für die Berechnung.

Der 220K entspricht einer kapazitiven Reaktanz von 0,7 uF bei 1 Hz. Ich denke, ein kleiner und kostengünstiger (undurchlässiger) 10-uF-Keramikkondensator ist in Ordnung, wenn man in Quadratur ungefähr 7% addiert, was einem Gesamteffekt von weniger als 0,3% entspricht. . Aufgrund der Klemmung kann es jedoch zu Effekten kommen. Untersuchen Sie dies am besten, je nachdem, wie genau Sie damit rechnen . Beim Klemmen werden die 20k in Reihe mit der niederohmigen Klemme geschaltet, sodass die Zeitkonstante 11x kürzer ist.

R1 ist entscheidend für zuverlässigkeits praktisch alle die Spannung über it- fallen gelassen wird es eine hohe Spannung Typ sein muss, standhalten bewertet , was Transienten Sie erwarten, vor allem , wenn diese Eingangsspannung aus dem Netz kommt , die ein paar kV bedeuten kann. Vishay VR25 kann geeignet sein (bleihaltig). Sparen Sie hier nicht. Es sei denn, die letzten paar Cent sind wichtiger als die Zuverlässigkeit, ich bin kein großer Fan davon, mehrere gewöhnliche Widerstände für diesen Zweck zu verwenden. Ein richtig bemessenes Teil sollte in Ordnung sein, es sei denn, Sie müssen zwei richtig bemessene Widerstände in Reihe verwenden, um noch mehr Zuverlässigkeit zu erzielen .

Ich würde das TVS verlieren und in Betracht ziehen, entweder direkt mit einem Shunt (wie einem Zener-Paar) oder Schaltdioden mit niedriger Kapazität (wie einem BAV99-Paar) auf vorgespannte Shunts wie Zeners oder TL431s (mit Widerständen zu den Versorgungsschienen) zu klemmen. Letztere haben eine viel geringere Kapazität als die direkte Verwendung von Zenern und verursachen daher eine geringere Phasenverschiebung bei 1 kHz, wenn dies für Sie wichtig ist. Der Klemmstrom beträgt weniger als 1 mA bei 200 V in, ist also nicht sehr anstrengend, solange R1 gegen die EMF, der er ausgesetzt ist, beständig ist. Beide von mir vorgeschlagenen Optionen können problemlos 100 mA klemmen, zumindest für kurze Zeit.

R3 / C2 bilden nicht wirklich ein Tiefpassfilter - R3 und die Eingangskapazität des Operationsverstärkers bilden ein Tiefpassfilter, und C2 sollte idealerweise viel größer gewählt werden. Wenn die Eingangskapazität also 15 pF beträgt, können Sie 1 nF verwenden oder etwas ähnliches. Sie würden nur dann Probleme mit 20K haben, wenn Sie einen ungeeigneten Operationsverstärker hätten (der sehr hohe Frequenzen erzeugen kann), bei dem die resultierende Phasenverschiebung die Stabilität beeinträchtigt, und natürlich hat ein Kurzschluss dieses Problem nicht.

^{simulieren Sie diese Schaltung - Schaltplan erstellt mit CircuitLab}

Die P / N von OP AMP und Dioden auf Schaltplänen haben keine Bedeutung. Die Dioden D3 bis D4 sind entweder ein BAV199 oder zwei Gate-to-Channel-Übergänge des jFET MMBF4117. OA1 ist OPA365. C3 muss ausgewählt werden, um eine ausreichende Tiefpassfrequenz für das Filter auf C3, R1 / 2 bereitzustellen.

R2 und R3 sind vorzugsweise präzise Dünnschichtwiderstände oder sogar zwei Teile eines Widerstandsnetzwerks. Sie definieren Ihre Nullpunktverschiebung.

R5 muss für eine Spannung von 1 kV ausgelegt sein. Sie können mehrere 0603-Widerstände in Reihe schalten.

Um wirklich sicher zu gehen, können Sie zwischen dem nicht invertierenden Eingang des OPA365 und dem Mittelpunkt des R1 R2 einen Widerstand von 1 kOhm hinzufügen. Es hilft, den Eingangsstrom zu begrenzen, wenn etwas wirklich schlecht läuft.

Der Hochleistungsspannungsbegrenzer (wie TVS-Diode oder Varistor) ist vorzugsweise zwischen INPUT und GND geschaltet. Seine Spannung beträgt ca. 600-800 V.

Welche Art von OPA verwenden Sie? Wenn es sich um den FET-Eingang OP AMP handelt (Eingangsströme unter 100 pA), benötigen Sie R3 C2 nicht. Auch wenn Sie sich nicht für DC-Offset interessieren, ist es viel besser, R3 C2 zu entfernen.

Ich sehe keinen Wert in der TVS-Diode 30 V. Stimmen Sie absolut mit @Autistic überein. Sie können es direkt parallel zum Eingang (vor R1) schalten und auf 500-700 V umschalten. Seine Funktion ist dann: R1 und andere Elektronik vor wirklich kurzen Spitzen über 800 V zu schützen (ich weiß nicht, ob Ihre Anwendung in diese Art von Schwierigkeiten geraten kann).

R1 muss entweder für 1000 V ausgelegt sein oder als eine Reihe von Widerständen 0603 oder größer ausgeführt sein, wobei Isolationslücken zu berücksichtigen sind.

Was die "echte" Klemme betrifft, sieht die Idee von @Spehro Pefhany von vorgespanntem BAV199 (zwei leckarme Dioden in einem SOT-Gehäuse) am besten aus. Ich würde mich nicht zu sehr um Ströme für Stromschienen kümmern: Sie sind auf 4 mA (800 V / 200 kOhm) begrenzt, es ist wahrscheinlich weniger als der Versorgungsstrom eines von Ihnen verwendeten OP-Verstärkers.

Warum nicht R2 (ich glaube, es ist ein Spannungsteiler) vor C1 stellen und anstelle von R2 einen sehr großen Widerstand (1 MOhm) verwenden - dadurch kann C1 so klein wie uF sein.